直耦式寬頻帶功率放大器的設計與調試
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測得電路的頻率響應如圖3所示(電壓放大倍數(shù)約為230時的曲線)，圖形上部是幅頻響應，圖形下部是相頻響應。由圖可見，上限頻率大于4 MHz，低頻段內相移為O。由于電壓增益受負反饋網(wǎng)絡控制，導致電路的通頻帶寬度與電路的增益有關，增益越高，頻帶越窄。仿真結果表明，輸出功率為2 W時，電路的上限頻率大于2 MHz；輸出功率為9 W時(電壓放大倍數(shù)約為500)，電路的上限頻率仍大于100 kHz。根據(jù)不同的應用場合，需要合理選擇輸出功率和帶寬。電路的最大輸出功率和帶寬主要由反饋系數(shù)調整。
應用Multisim進行仿真分析能夠為硬件調試指明方向，提高工作效率。
3 電路的硬件調試與測試
3．1 電路布局與制作
本文所討論的電路既包括弱小信號放大電路，又包含大信號大電流電路，輸出級的大電流對弱信號電路的影響不容忽視。因此，電路布局十分重要，制作印刷電路板是一種較好的選擇。如果采用通用版制作，則元件布局和走線對電路性能影響特別大，連線應該盡量短，地線應該盡量粗(多股并聯(lián))，還要注意電源的去耦等。否則，輸出級的大電流容易干擾輸入級而導致電路不能正常工作。
差分對管T1、T2的參數(shù)要盡量對稱，以保證電路有較好的共模抑制比；輸出對管的參數(shù)不對稱將會導致波形失真，選擇輸出三極管時也要酌情考慮；三極管的耐壓值也應予以關注。
3．2 靜態(tài)工作點的調試與調整
本文所討論的電路是一個直接耦合多級放大器，靜態(tài)工作點互相牽連，調試難度較大，只有遵循正確的調試步驟和方法，才能獲得成功。否則，容易損壞三極管而導致失敗。
為解決靜態(tài)工作點的前后牽連問題，可將RF與輸出點0斷開，即斷開反饋環(huán)，使電路處于開環(huán)狀態(tài)，這樣就避免了輸出級對前級靜態(tài)工作點的影響(電路在粗調時，輸出點的電壓一般是偏離正常值的)。當然，前級對后級的影響任然存在，靜態(tài)工作點的調整可以從前往后順序調整。斷開反饋環(huán)后，為了模擬RF右端與0點連接的靜態(tài)環(huán)境(O點靜態(tài)電壓值為O V)，可將RF右端與地暫時相連，同時，為了避免功放管在調試中損壞而引起連鎖不良反應，應將R6的阻值調到O。
將運算放大器U1的輸入端對地短路，調節(jié)R10，使T1、T2的集電極電流相等。這時，T1的集電極電位應為14．2 V左右(UC1=VCC-IC1R2)，前置放大管T3的發(fā)射極電位約為14．9 V。調節(jié)R5，使T3的集電極電流約為3 mA(見式(2))，再微調R7(R6，R7均使用線性精密電位器)，使T3的集電極電位UC3約為0．7 V，這時輸出點O的電位為0 V。將RF右端由地改接O點(閉環(huán))，微調R7，使O點電壓為0 V，靜態(tài)工作點調整完畢。
3．3 動態(tài)調試與測試
在輸入端接入小信號(頻率為1 kHz，幅度為10 mV正弦波)，分別在空載和額定負載條件下，用示波器觀察輸出信號，輸出信號應為不失真正弦波。如果出現(xiàn)交越失真，可反復微調R6和R7，既消除交越失真，有保證靜態(tài)工作點正確。
用頻率特性測試儀或“點頻法”測出電路的上限頻率和下限頻率。更換三極管(功放管)和運算放大器U1的型號，電路的上限頻率會隨之改變，這與理論計算和軟件仿真的結果都是相符的。
值得注意的是，在測試電路的電壓放大倍數(shù)以及頻率響應時，在接入負載的情況下，往往會伴隨強烈的自激振蕩現(xiàn)象，使測試無法進行。解決的方法是在幾個功放管的集電極和基極之間各接入一個中和補嘗電容(容量為幾十皮法至幾百皮法)，從而消除自激振蕩現(xiàn)象。
4 結論
(1)實驗表明，圖1所示電路的輸出功率可達10 W以上，改變供電電源電壓，可以獲得更大的輸出功率。上限頻率隨功放管和運算放大器U1型號的不同而存在較大差異，選擇高頻大功率三極管和高速運放，可以使上限頻率達到1 MHz以上。
(2)圖l所示電路可以應用于音響放大器，也可應用于信號發(fā)生器的放大通道。
(3)本文所介紹的仿真分析和硬件調試方法適合于TTL、OCL等功率放大電路以及IC設計等工程應用領域。
本文引用地址：http://m.ptau.cn/article/187677.htm
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