1 背景

同步整流作為目前開關電源輸出端整流常用的電路，具有提升效率、減小產(chǎn)品體積等明顯優(yōu)勢。在對某機殼系列產(chǎn)品進行國產(chǎn)同步整流IC 的產(chǎn)品改良中發(fā)現(xiàn)：將同步整流IC 替換原IC 后，樣機啟機后效率只有77%，相較于原樣機83% 的規(guī)格值降低6%。本文將針對此問題進行分析和解決，并分享一些關于同步整流芯片參數(shù)適配的經(jīng)驗。

2 問題描述

在更換同步整流控制IC 后啟機效率明顯降低，首先從同步整流工作異常開始著手測量。如圖1 所示，在同步整流驅動波形測量的同時用熱成像儀測量同步整流MO 管的溫度，結果顯示器件在常溫下工作一分鐘左右溫度已經(jīng)高達130℃，明顯異常。

圖1 同步整流驅動波型測量異常圖

從圖1 可以看出，同步整流驅動信號在導通后極短的時間內(nèi)關閉，且每個周期都如此。對比圖2 的理想狀態(tài)后可以判斷產(chǎn)品同步整流異常關斷，輸出電流通過MOS管體二極管導通，最終導致效率明顯下降且器件溫度超高。

圖2 同步整流驅動波型測量理想圖

3 問題分析

該系列產(chǎn)品功率拓撲為反激和同步整流（圖3），同步整流電路工作原理較為簡單，即IC 通過檢測同步整流MOS 管源漏級電壓，當反激原邊MOS 管開通時，IC 檢測到源級電壓低于漏級電壓，同步整流MOS 管關斷；當反激原邊MOS管關斷時，電感電壓感應電壓反向，IC 檢測到源級電壓高于漏級電壓，給出驅動信號同步整流MOS 管正向導通。根據(jù)圖1 測試的波形可以看出，同步整流MOS 管開通1.2uS 后便關斷，這與IC 的規(guī)格書和實際測量值中的空白導通時間（1.25us）相吻合。

圖3

測量顯示其在最小導通時間過后就關閉驅動，由此判斷是觸發(fā)了同步整流MOS 的關斷條件。（這里同時測量SR 采樣腳波形以及驅動波）

從測量結果可以發(fā)現(xiàn)，在空白導通時間內(nèi)，SR 采樣腳（圖4 中綠色波形）處電壓始終在振蕩，在1.2 us結束時，依然有高頻的振蕩波峰幅值。在查詢規(guī)格書后得知，采樣腳在小于3 mV 時會迫使芯片驅動關閉。

圖4

從測量結果可以發(fā)現(xiàn)，在空白導通時間內(nèi)，SR 采樣腳（圖4 中綠色波形）處電壓始終在振蕩，在1.2 us結束時，依然有高頻的振蕩波峰幅值。在查詢規(guī)格書后得知，采樣腳在小于3 mV 時會迫使芯片驅動關閉。

故問題點可以確認為——有某處的干擾導致SR 采樣異常。

由反激原理可知，副邊開通時對應原邊MOS關斷，而原邊關斷時變壓器漏感、層間電容及主MOS 結電容會產(chǎn)生高頻尖峰振蕩，該振蕩依然會通過變壓器耦合到副邊，導致副邊MOS 管的源級電壓震蕩，影響同步整理的采樣電壓，導致MOS 管提前關斷。

圖5

4 解決措施及驗證結果

4.1 整改方向一：源頭出發(fā)，削減振蕩。

方案①：減小變壓器漏感，從根本上減小能量振蕩。原邊振蕩的能量來源為未能傳輸?shù)礁边叺穆└心芰?，減小漏感可以直觀地減弱振蕩幅值，從而改善副邊的采樣環(huán)境。（此種方案受限于變壓器設計及制作工藝，實測時所用變壓器原邊為265 uH 電感，5.6 uH 漏感，此類僅2.1% 漏感變壓器繼續(xù)優(yōu)化較困難）

方案②：減小振蕩的電容容值

主MOS 關斷時的原邊振蕩為變壓器漏感、層間電容及主MOS 結電容的振蕩。查看原理圖可知，其設計上額外在MOS 的DS 間添加并聯(lián)電容C410。由振蕩頻率公式（ L_K 為變壓器漏感，C_p為等效電容， C_p=C410 + MOS 結電容）可知：減小C410，即減小C_p 可以提高振蕩頻率，在同樣阻尼衰減的作用下，高頻率的振蕩能夠在更快的時間內(nèi)達到平穩(wěn)，也就是可以搶在副邊SR 采樣消隱時間內(nèi)，把振蕩幅值以及對副邊的影響降到最低。

下圖6 和圖7 為實測波形。主MOS 應力波形（黃）和副邊SR 采樣波形（藍）。

圖6

在有C410 電容時，第一個波周期為440 ns（頻率2.17 MHz），第二個波周期為220 ns（頻率4.54 MHz）在去除C410 電容，第一個波周期為400 ns（頻率2.5 MHz），第二個波周期為180ns（頻率5.5 MHz）如圖7 所示，去除C410 電容的振蕩波形平穩(wěn)速度更快，有利于提高副邊SR 的采樣精確度。

圖7

4.2 整改方向二：改善RCD吸收參數(shù)，削減振蕩

方案①：減小吸收電容

吸收電容串聯(lián)二極管的寄生電容與漏感在正常工作中也存在振蕩，可以通過減小吸收電容可以改善這一點。實操中，將原有的222 吸收電容更變?yōu)?02 電容，也可以達到改善采樣信號的目的。但是吸收電容的減小導致主MOS 應力尖峰的明顯增大，已超過承受規(guī)格，故該方案在此型號中不可取。

圖8

方案②：增大吸收電阻

吸收電組的增大，可以使得每個周期內(nèi)通過RCD瀉放的漏感能量減少，即吸收電容與漏感的諧振能量減少，從而改善對副邊SR 采樣。

從以下圖9 和圖10 波形可以看到，在吸收電阻從75 K 增大到100 K 時，二次振鈴的幅值由3.6 V 降低至1.375 V。

圖9

圖10

最后針對空白導通時間后采樣擾動導致SR 芯片誤關斷問題作出改善措施匯總如下：

①減小變壓器漏感；②減小振蕩的電容容值（主mos 結電容及并聯(lián)電容）；③減小原邊吸收電容；④增大原邊吸收電阻；⑤ SR 采樣走線，單點走線至驅動MOS 對應引腳。

結合上述優(yōu)化方案，我們在產(chǎn)品設計時首先對于變壓器設計很關鍵，對于反激變壓器來說，可以盡量通過繞法設計去減小變壓器漏感，再平衡產(chǎn)品效率以及EMC 性能的情況下盡量減小主mos 結電容及并聯(lián)電容容值；最后，再PCB 布局以及走線時對于SR 這類易受干擾的走線，需單點連接至驅動MOS 對應引腳。同時改善結果判定方法：保證SR 采樣信號的平穩(wěn)度，波形達到平穩(wěn)的時間小于SR 芯片最小導通時間，最終導入措施后產(chǎn)品的效率也恢復正常與替換前一致如圖11 所測試到波形。

不同的IC 對于同步整流MOS 管的開通以及關斷的檢測條件都有不同，希望通過本案例的調試與分析后得出一些對同步整流誤關斷導致效率降低問題的解決方案，可以為后續(xù)類似的問題提供一些經(jīng)驗與幫助。

（本文來源于EEPW 2023年12月期）