帶死區(qū)的比較器已通過簡單的VHDL語言編程實現(xiàn)了，其關鍵語句如下：

　　IF ((sin_C1-S)>=triangle) THEN

　　spwm1_c1='1';

　　ELSE

　　spwm1_c1='0';

　　END IF;

　　IF ((sin_C1+S) = triangle)THEN

　　spwm2_c1='1';

　　ELSE

　　spwm2_c1='0';

　　END IF;

　　其中S為設置死區(qū)的參數(shù)，(sin_C1-S)>=triangle表示三角波與

的比較來生成spwm1，(sin_C1+S) = triangle表示三角波與

的比較來生成spwm2。

　　3.諧波抑制技術

　　上節(jié)的SPWM調(diào)制技術實際上就是一種很好的諧波抑制技術，方波調(diào)制盡管直流利用率高，但輸出電壓的諧波含量也高，且正弦度較差;而SPWM調(diào)制能獲得較好的正弦波，目前已被廣泛應用，但其諧波問題仍然不可忽視。在光伏發(fā)電SPWM 逆變電源中，逆變電源產(chǎn)生的3～20次諧波含量比較大，理論上有源濾波器雖然可以有效地抑制諧波，但由于其技術復雜、成本較高，而未能獲得廣泛應用。在實際應用中，由于無源濾波器成本低，相對于有源濾波器更加穩(wěn)定、可靠，無源濾波器既可以抑制諧波，也可以進行無功補償，因此，本設計采用無源濾波器來抑制諧波。

　　在逆變器輸出級采用LC低通濾波器，為了進一步降低高頻紋波，每個半橋電路采用四階Butterworth濾波器，電路結(jié)構(gòu)如圖8所示。

　　　這里電感L1的選擇的至關重要，除了滿足濾波要求之外，它還直接決定著開關管的最大開關電流，開關管開關電流的大小決定著最大可能的輸出功率，當電感L1選得較大時，雖然濾波效果好，但開關電流小，輸出不了大的功率，L1選得較小時開關管的電流較大，功率損耗增大，且影響開關管的安全。所以L1值的大小要綜合考慮。C1由開關管頻率和逆變輸出頻率(50Hz)來確定。一般取截止頻率為開關頻率的1/10~1/20;L2、C2的主要作用是進行二次濾波，取值較為靈活。由于電路對稱，因而對稱的另一側(cè)濾波器參數(shù)與本側(cè)相同。

　　4.相位跟蹤

　　相位跟蹤采用數(shù)字跟蹤技術，在FPGA內(nèi)部實現(xiàn)，實現(xiàn)市電的相位與逆變器輸出的正弦電壓的相位一致，從而才能保證可靠的并網(wǎng)。相位跟蹤實現(xiàn)原理如圖9所示。

　　將DC-AC輸出信號和50Hz市電信號經(jīng)過AD采樣后分別通過一個比較器，使其變換為50%占空比的方波數(shù)字信號，將兩個方波信號通過一個異或門鑒相后可以得到DC-AC輸出信號和50Hz市電信號相位的差值，將此差值通過一個數(shù)字環(huán)路濾波器濾除鑒相器輸出的高頻分量，數(shù)字環(huán)路濾波器輸出控制FPGA內(nèi)部正弦信號發(fā)生器產(chǎn)生信號的相位，從而有效調(diào)節(jié)DC-AC輸出信號的相位，使其與50Hz市電同步。

　　5.PWM波形產(chǎn)生

　　由于光伏電池的直流電壓較低，一般為幾十伏，而電網(wǎng)電壓為220的有效值，所以要采取升壓的方式，升壓的方式有兩種：一種是在逆變后正弦交流電后面采用變壓器升壓，另一種是在光伏電池輸出后采用DC-DC變換。由于從較低的電壓升到高壓的工頻變壓器不易做，效率也較低，而采用DC-DC變換具有效率高，所以本設計擬采用第二種方案。

　　DC-DC變換環(huán)節(jié)的PWM產(chǎn)生原理與SPWM原理類似，通過采集DC-DC輸出電壓值來調(diào)節(jié)PWM脈沖的寬度，保證DC-DC輸出的直流高壓穩(wěn)定。

　　6.AD轉(zhuǎn)換控制

　　由于本設計要采集濾波電感電流、逆變輸出電壓、市電電壓等五路數(shù)據(jù)，要用到AD轉(zhuǎn)換芯片，其轉(zhuǎn)換控制邏輯仍在此片F(xiàn)PGA中實現(xiàn)，由FPGA的專用時鐘引腳給AD轉(zhuǎn)換芯片提供時鐘，其他的讀、寫、轉(zhuǎn)換結(jié)束等控制邏輯具有FPGA實現(xiàn)。

　　7.保護模塊

　　對于負載過流以及逆變輸入直流電壓的欠壓保護功能的實現(xiàn)，本設計方法是在FPGA內(nèi)部設計一個保護控制模塊：將AD轉(zhuǎn)換器采集到的輸出電流值和逆變輸入直流電壓值與設定的電流、電壓值相比較，當其中一路的電壓值小于或電流值大于所設定的值時，輸出過壓過流保護信號至SPWM產(chǎn)生模塊，封鎖SPWM信號的輸出，使輸出全為低電平，從而達到了保護開關管及負載的目的。