隨著電子技術、信息技術在人們生活中的不斷滲透，電子產品的數量不斷增加。其能量消耗已大大超過了人們生活中照明所用的能源。國家能源局預測，2010 年全國電力需求，可能將達到4 萬億kWh 左右，增長的速度超過2009 年8%或者9%。全國電力需求增長速度非?？欤l(fā)電量增長有限，中國面臨嚴重的電力短缺問題。節(jié)約能源可以顯著減少所需的電能，同時減少發(fā)電廠數量，減少發(fā)電廠排放的廢氣廢水和灰渣對環(huán)境的污染。而電源是節(jié)約能源的重要環(huán)節(jié)。

　　開關電源，它是利用現代電力電子技術，通過控制開關通斷的時間比率來維持輸出電壓穩(wěn)定的一種電源，廣泛應用在諸如計算機、電視機、攝像機等電子設備上。反激變換器具有電路簡單、輸入輸出電壓隔離、成本低、空間要求少等優(yōu)點，在小功率開關電源中得到了廣泛的應用。但輸出電流較大、輸出電壓較低時，傳統(tǒng)的反激變換器，次級整流二極管通態(tài)損耗和反向恢復損耗大，效率較低。同步整流技術，采用通態(tài)電阻極低的專用功率MOSFET來取代整流二極管。把同步整流技術應用到反激變換器能夠很好提高變換器的效率。

　　同步整流反激變換器原理

　　反激變換器次級的整流二極管用同步整流管SR 代替，構成同步整流反激變換器，基本拓撲如圖1（a）所示。為實現反激變換器的同步整流，初級MOS 管Q 和次級同步整流管SR 必須按順序工作，即兩管的導通時間不能重疊。當初級MOS 管Q 導通時，SR 關斷，變壓器存儲能量；當初級MOS 管Q 關斷時，SR 導通，變壓器將存儲的能量傳送到負載。驅動信號時序如圖1（b）所示。在實際電路中，為了避免初級MOS 管Q 和次級同步整流管SR 同時導通，Q 的關斷時刻和SR 導通時刻之間應有延遲；同樣Q 的導通時刻和SR 的關斷時刻之間也應該有延遲。

　　圖1 同步整流反激變換器

　　同步整流管的驅動

　　SR 的驅動是同步整流電路的一個重要問題，需要合理選擇。本文采用分立元件構成驅動電路，該驅動電路結構較簡單、成本較低，適合寬輸入電壓范圍的變換器，具體驅動電路如圖2 所示。SR 的柵極驅動電壓取自變換器輸出電壓，因此使用該驅動電路的同步整流變換器的輸出電壓需滿足SR 柵極驅動電壓要求。

　　圖2 驅動電路

　　該驅動電路的基本工作原理：電流互感器T2 與次級同步整流管SR 串聯在同一支路，用來檢測SR 的電流。當有電流流過SR 的體二極管，則在電流互感器的二次側感應出電流，該電流通過R1 轉變成電壓，當電壓值達到并超過晶體管Q1 的發(fā)射結正向電壓時，Q1 導通，達到二極管VD 導通電壓時，VD 導通對其箝位。晶體管Q1 導通后，輸出電壓通過圖騰柱輸出電路驅動SR 開通。當SR 中的電流在電流互感器二次側電阻R1 上的采樣電壓降低到Q1 的導通閾值以下時，Q1 關斷，SR 關斷。

　　SR 為同步整流管，用來代替整流二極管；T2 為電流互感器，用來檢測通過SR 的電流，當有電流流過SR 的體二極管，則在電流互感器的二次側感應出電流；R1 用來將互感器二次側感應出的電流轉變成電壓，同時R1 的值決定同步整流管開通和關斷時電流互感器二次側電流大?。籆1 和二極管VD 用來對互感器二次側的電壓進行濾波和箝位；偏置電阻R2，下拉電阻R3 和晶體管Q1 構成開關電路，利用Q1 的飽和截止，實現同步整流管SR 的導通和關斷；Q2 和Q3 構成圖騰柱輸出電路，提供足夠大的電流，使SR 柵源極間電壓迅速上升到所需要值，保證SR 能快速開通。同時為SR 關斷時提供反向抽取電流回路，加速SR 關斷。

　　同步整流反激變換器的設計

　　同步整流反激變換器的電路如圖3 所示，控制芯片選用UC3842(＄0.1656)。設計技術指標如下：

　　工作方式：斷續(xù)模式

　　圖3 同步整流反激變換器電路

　　啟動電路設計

　　芯片 UC3842 工作的開啟電壓為16V，在芯片開啟之前，芯片消耗的電流在1mA 以內。正常工作后，欠壓鎖定電壓為10V，上限為34V，芯片消耗電流約為15mA。啟動時由輸入直流電壓通過啟動電阻R4 向電容C2 充電，芯片消耗電流在1mA 以內，電容C2 上電壓不斷上升，當芯片7 腳上電壓升至16V 時UC3842 開始工作，芯片消耗電流約為15mA，電容C2 上電壓下降，輔助繞組上開始有電壓，電容C3 上電壓逐漸升高，當電容C3 上電壓高于電容C2 上電壓，二極管VD2 導通，由輔助繞組供電。輔助繞組供電電壓取15V，電壓紋波要求不高，濾波電容C3 取47μF。為了芯片可靠啟動，電容C2 取100μF，電阻R4 取68KΩ，在輸入電壓最小時，通過啟動電阻R4，能提供1.2mA的啟動電流。

　　RCD 箝位電路設計

　　當開關管 Q 關閉時，初級電感 Lp中的能量將轉移到次級輸出，但漏感Ll中的能量將不能傳遞到次級，轉移到箝位電路的電容Cc，然后這部分能量被箝位電阻 Rc消耗。電容c C上的電壓在開關管關斷的一瞬間沖上去，然后一直處于放電狀態(tài)。電容 Cc的值應取得足夠大以保證其在吸收漏感能量和釋放能量時自身兩端電壓uc（t ）紋波足夠小。因此電容Cc 兩端電壓uc（t ）為基本為恒定值Uc 。同時電容 Cc上的電壓不能低于次級到初級的反射電壓Uo× （Np/ Ns），否則開關管關斷期間，二極管導通，RCD 箝位電路將成為該變換器的一路負載。

　　仿真分析與結論

　　應用 Saber 仿真軟件對本文設計的同步整流反激變換器進行仿真。圖4 為輸入電壓200V，滿載時，初級MOS 管Q、次級同步整流管SR 驅動信號和次級電感電流波形。由圖可見，Q 關斷后，SR 經過很短的延遲后就開通，次級電感電流降至接近零時，SR 關斷。圖5 為輸入電壓100V、200V、250V、300V 和375V，滿載條件下，分別采用同步整流和二極管整流時，系統(tǒng)效率的分布圖。

　　仿真結果與本文對同步整流反激變換器和同步整流管驅動電路的工作原理分析一致。同時仿真結果證明，該驅動電路可以很好實現同步整流功能，采用同步整流技術可以較好提高傳統(tǒng)反激變換器的效率。輸入電壓100V，滿載時，變換器效率最高為87.7%。

　　圖4 Ugs（Q），Ugs（SR），is 的波形

　　反激變換器應用廣泛，采用同步整流技術能夠很好的提高反激變換器效率，同時為使同步整流管的驅動電路簡單，采用分立元件構成驅動電路。詳細分析了同步整流反激變換器的工作原理和該驅動電路的工作原理，并在此基礎上設計了100V~375VDC 輸入，12V/4A 輸出的同步整流反激變換器，工作于電流斷續(xù)模式，控制芯片選用UC3842，對設計過程進行了詳細論述。