3.1控制電路設(shè)計系統(tǒng)的閉環(huán)控制框圖如圖4所示。取輸出電壓的誤差和微分量，送入模糊控制器和PID控制器，由模糊控制器根據(jù)輸入控制量偏差實時給出PID的參數(shù)，再由PID控制器給出控制信號，從而實現(xiàn)對變換器的精確控制。取輸入電壓的誤差送入系統(tǒng)前饋校正電路中，輸出補償量加入到模糊PID控制輸出量，和一起組成變換器的占空比控制量d。圖中：Uref2、Uref1分別為輸入和輸出參考電壓；采用上一周期的輸出占空比值，而不用靜態(tài)值D，這樣可確保系統(tǒng)的平滑性和穩(wěn)定性；M(s)為模糊PID控制器的傳遞函數(shù)；G2(s)為前饋補償函數(shù)。

3.2PID參數(shù)的整定

對于線性系統(tǒng)，PID參數(shù)的整定方法有多種，如：

1）ZieglerNichols頻率響應(yīng)法[2]；

2）Cohencoon響應(yīng)曲線法[3]；

3）基于積分平方準(zhǔn)則ISE整定法[4]；

4）極點配置法；

5)根軌跡法；

6)工程整定法等等。

實際上，DC/DC變換器為一非線性系統(tǒng)，而PID控制只適用于線性系統(tǒng)或有限范圍波動的非線性系統(tǒng)，用一組事先整定好的PID參數(shù)，難以達(dá)到很好的控制效果，故其適用范圍有限。為提高PID控制系統(tǒng)的控制性能和適用范圍，必須根據(jù)偏差實時地改變Kp、Ki、Kd這三個參數(shù)，即實時調(diào)節(jié)PID控制器的增益。其控制框圖如圖5所示。

首先可由DC/DC變換器靜態(tài)模型，依據(jù)上述線性PID參數(shù)整定法，得到較優(yōu)的Kp，Ki和Kd靜態(tài)PID參數(shù)值。模糊控制器依據(jù)偏差對應(yīng)每一量化等級，都可得到相對應(yīng)范圍內(nèi)較優(yōu)的Kp′，Ki′和Kd′瞬時值。

一般來說Kp′在偏差e絕對值較小時取較小值，反之取較大值，這樣有利于加快響應(yīng)速度，同時保證有很好的穩(wěn)定性；Ki′在偏差e絕對值較小時取較大值，反之取較小值，這樣既有利于保證穩(wěn)態(tài)無靜差，又不會引起積分飽和而使超調(diào)增大、調(diào)節(jié)時間延長；微分系數(shù)Kd′在偏差e的絕對值較小時取較大值，反之取較小值，這樣有利于加快對小偏差的反應(yīng)速度，提高控制器對干擾的靈敏度，在出現(xiàn)干擾時可及時調(diào)節(jié)。

4仿真及實驗結(jié)果

本控制系統(tǒng)實驗采用TMS320F240型DSP，輸入交流電壓為110～250V，輸出為直流10V，頻率為60kHz，L=120μH，C=960μF,帶電阻性負(fù)載。應(yīng)用PSPICE對本系統(tǒng)進行了仿真，仿真結(jié)果如下圖6所示。實驗結(jié)果如圖7所示，在t=0.035s時，系統(tǒng)受到輸入電壓的階躍干擾。由仿真和試驗結(jié)果可知，模糊PID控制具有較滿意的控制效果和較快的動態(tài)性能。 5結(jié)語

本文通過狀態(tài)平均法，獲得了Buck電路電壓反

1數(shù)字模糊PID控制2模擬電壓負(fù)反饋控制圖7系統(tǒng)起動和受輸入電壓干擾響應(yīng)曲線

饋控制下的動態(tài)小信號模型和傳遞函數(shù)，其控制系統(tǒng)采用數(shù)字模糊PID控制。通過使用對非線性、時滯系統(tǒng)具有較好控制效果的模糊控制，對PID參數(shù)進行監(jiān)控，大大提高了PID控制系統(tǒng)的精度、響應(yīng)速度和適用范圍。仿真與實驗結(jié)果表明，采用本控制方法，系統(tǒng)具有較高的電壓調(diào)整精度和較快的動態(tài)響應(yīng)速度，適用范圍大，抗干擾能力強等特點，特別是抗輸入電壓干擾能力。由于采用數(shù)字控制，控制系統(tǒng)可調(diào)整性好，抗外界干擾能力也得到加強。另外，如果本控制方法與遺傳算法相結(jié)合，利用遺傳算法進行對模糊規(guī)則的設(shè)計和控制，則可彌補模糊控制器缺乏系統(tǒng)設(shè)計方法的缺點，從而實現(xiàn)對變換器的智能控制[5]。