脈沖寬度為

t_pw=t_on＋t_on′=[1＋(sinωt₁＋sinωt₂)] （6）

式（6）與式（2）在形式上一樣，但實質上有區(qū)別。在式（6）中，t₁及t₂均與幅度調(diào)制比M無關。對于圖3所示的情況有

（7）

即k=0，1，2，3，…，k為偶數(shù)時是頂點采樣，k為奇數(shù)時是底點采樣。

在對稱規(guī)則采樣中，實際的正弦波與三角載波的交點所確定的脈寬要比生成的PWM脈寬大，也就是說，變頻器的輸出電壓比正弦波與三角波直接比較生成PWM時輸出的電壓要低。而非對稱規(guī)則采樣法在一個載波周期里采樣兩次正弦波數(shù)值，該采樣值更真實地反映了實際的正弦波數(shù)值，其輸出電壓也比前者高。但是由于采樣次數(shù)增大了一倍，也就增大了數(shù)據(jù)的處理量，當載波頻率較高時，微處理器的運算速度將成為一個限制因素。

2.2 諧波消去法SPWM^[3]

諧波消去法，是在SPWM波電壓波形上設置一些槽口，通過合理安排槽口的位置和寬度，則可以達到既能控制輸出電壓分量，又能有選擇地消除某些較低次諧波的目的。這種槽口的安排如圖4所示。圖中決定槽口的開關角不再用參考信號和載波信號相互比較的方法來確定，而是利用輸出電壓波形的數(shù)學模型通過計算求得。對于圖4所示的波形，考慮對稱性，諧波成分中不含直流分量及偶次諧波。其傅立葉奇數(shù)表達式可以寫成

u_Un(t)=B_nsinnωt(n=1，3，5…) (8)

各次諧波的幅值為

B_n= （9）

輸出電壓表達式為

u_Un(t)=sinnωt （10）

式中：α_i就是需要確定的開關角。

圖 4 諧 波 消 去 法 的 槽 口 示 意 圖

為了考查各次諧波的幅值，在此我們可以定義它們的相對值，令

A_n=（11）

式中：B₁₀=。

由式（11）可知，通過合理安排M個開關角，就可以消除M－1種諧波并控制基波電壓。

通過以上的分析可知，諧波消去法是一種根據(jù)輸出電壓的數(shù)學模型直接確定開關角α的方法，其實質是一種優(yōu)化PWM方法。這種方法的優(yōu)點就是利用有限個開關角就能有效地抑制某些低次諧波。當然，它的缺點也很明顯，計算復雜，要求消除的諧波越多，計算量也就越大。另外，通過這種方法只能使特定次數(shù)的諧波被消除，而其余次數(shù)的諧波卻不能被消除，而且可能還會使之增大。但隨著M的增大，未消去的諧波的次數(shù)也越來越高，這時諧波對電動機的影響已經(jīng)不大了。在實際應用中，常常是先離線計算出α值，利用查表法快速而準確地實時確定開關角地值。

2.3 載波相移SPWM（CPS－SPWM）^[4]

由于大功率器件的開關頻率較低，而高的開關頻率又會導致較大的開關損耗，降低系統(tǒng)效率，這使普通SPWM技術的應用受到了限制，而組合變流器相移SPWM技術能較好地解決了這一問題。該技術的基本思想是：在變流器單元數(shù)為L_x的電壓型SPWM組合裝置中，各變流器單元采用共同的調(diào)制波信號s_m，其頻率為k_m。各變流器單元的三角載波頻率為k_c，將各三角載波的相位相互錯開三角載波周期的1/L_x，如圖5(a)所示(變流器單元數(shù)L_x=5，SPWM頻率調(diào)制比k_c/k_m=3，幅度調(diào)制比m_a=0.8)。圖5(b)所示的L_x個波形分別為L_x個變流器單元的輸出，上述L_x個變流器單元交流輸出疊加形成整個組合變流器裝置的輸出波形，如圖5(c)所示。對輸出進行頻譜分析，變流器單元之一的輸出波形頻譜如圖5(d)所示，疊加后整個組合變流器輸出波形頻譜如圖5(e)所示。比較圖5(d)和圖5(e)可見各變流器單元輸出疊加后形成的組合變流器總輸出波形中諧波得到了有效的抑制。

(a) 相 位 相 互 錯 開 的 各 三 角 載 波

(b) L_x個 變 流 器 單 元 的 輸 出 波 形

(c) L_x個 變 流 器 單 元 輸 出 疊 加 波 形

(d) 一 個 變 流 器 單 元 輸 出 頻 譜

(e) L_x個 變 流 器 單 元 疊 加 組 合 輸 出 頻 譜

圖 5 CPS-SPWM原 理 圖

該技術的實質是多重化和PWM技術的有機結合，能夠在低開關頻率下實現(xiàn)大功率變流器SPWM技術，而且顯著地減少了輸出諧波，改善了輸出波形，從而減少了濾波器的容量^[5][6]。同時，如圖6及圖7所示,相移SPWM變流器具有良好的動態(tài)響應和較高的傳輸頻帶，使得許多先進的控制手段得以應用，控制性能得以提高。

(a) N_m=7，k=3組 合 相 移SPWM逆 變 器