3.2 基于梳狀導頻的信道估計

　　假設Np個導頻信號Xp(m)(m=0，1，…，Np-1)被均勻地插入到要傳輸?shù)臄?shù)據(jù)X(k)中，即N個子載波被分為Np組，每組含L=N／Np個子載波。

　　由式(8)容易看出，接收信號是Nt個發(fā)射天線發(fā)送信號的線性疊加，因此通常的LS頻域估計算法并不適用。合理設計各發(fā)射天線處的導頻，可將MIMO-OFDM信道估計問題轉換為SISO-OFDM信道估計問題，實現(xiàn)起來簡單而有效。

　　設對應于每一發(fā)射天線的導頻數(shù)為Np，且滿足NpNT<N。下面在頻域和空域設計導頻，則能滿足不同天線導頻位置的互相正交，其中Xp(m)(m=0，1，…，Np-1)表示第P個發(fā)射天線以載波P為起始位置、N／Np為間隔插入到每個OFDM符號中的導頻信號。

　　由圖1容易看出，對于某個特定的發(fā)射接收天線對，在導頻位置不會受到其他天線發(fā)射信號的影響，即不存在天線間的干擾，從而，MIMO信道估計就可以轉化為若干獨立SISO信道估計問題。采用上述導頻方案后，發(fā)射接收天線對(i，j)間導頻信道的頻率響應LS估汁式為：

　　得到導頻位置的信道頻率響應后，其他載波位置的信道響應就可以通過對相鄰導頻信道的頻率信道進行內插來獲得。

　　4 仿真分析

　　本文利用Matlab軟件對箅法進行仿真。仿真采取雙發(fā)單收的空時和空頻分組碼模式，OFDM系統(tǒng)帶寬設定為800 kHz，子載波數(shù)日100，為了消除由多徑引起的符號問干擾(ISI)，系統(tǒng)引入了循環(huán)前綴CP，其長度為40 μs，加上OFDM符號周期160μs，一個OFDM符號總長度為200μs。仿真使用六徑瑞利衰落信道，多徑時延設為[2 3 4 5 9 13]，信道Doppler效應采用Jakes模型構建，Doppler頻移fD=200 Hz，并且不同發(fā)射接收天線對的信道衰落獨立同分布，子載波分別使用QPSK和16QAM調制方式。

　　圖2是STBC-OFDM通信系統(tǒng)(2×1)和僅OFDM通信系統(tǒng)分別在QPSK調制方式下的誤碼率性能曲線。圖3是在相同條件下采用16QAM調制方式，單天線OFDM、STBC-OFDM和SFBC-OFDM的誤碼率曲線。

　　仿真結果表明，與僅OFDM的通信系統(tǒng)相比，采用STBC和SFBC發(fā)射分集的OFDM系統(tǒng)的誤碼性能有顯著提高。從圖3可以看出SFBC誤碼率低于STBC誤碼率，由于STBC解碼時，假設在鄰近幾個OFDM符號周期內，信道傳輸矩陣近似不變，而在SFBC解碼時只是假設在一個OFDM符號內鄰近幾個子載波的時刻，信道傳輸矩陣近似不變。因此，在快衰落信道中，SFBC比STBC性能更加優(yōu)越。另外，從圖2、3還可看到不同映射方式的優(yōu)劣，存BER為10-2時，采用QPSK映射方式估計需要的SNR為11，采用16QAM映射方式需要的SNR為18 dB，既QPSK優(yōu)于16QAM。因為在信號的平均功率相同的條件下，相鄰星座點之間的最小距離越大，抵抗噪聲等十擾的能力越強。顯然，QPSK星座點之間的最小距離大于16QAM情況的最大距離，因而在QPSK中判錯的可能性也最小。

　　5 結束語

　　空時編碼和空頻編碼應用于OFDM通信系統(tǒng)后，在降低解碼復雜度的同時，使系統(tǒng)性能獲得很大的提高，采用STBC和SFBC發(fā)送分集技術，能有效改善移動通信系統(tǒng)的性能，克服頻率選擇性哀落，降低誤碼率，提高分集增益。同時，信道估計對于采用空時／頻編碼的MTMO-OFDM系統(tǒng)至關重要，本文進行信道估計時，采用的正交性導頻沒計大大降低了計算復雜度，實現(xiàn)簡單。