3.3 n ， Lm 的選擇

　　為使開關頻率的范圍縮窄， 實際變壓器繞組匝比應小于期望的變壓器繞組匝比，n《Nnor.n 減小，半載時的工作頻率降低，但同時滿載的工作頻率增高，工作點偏離諧振點較遠，電路工作在更連續(xù)的狀態(tài)。在諧振電流還很大時，MOSFET 被強行關斷；二極管關斷時流過它的整流電流也很大。這樣MOSFET 和整流管的開關損耗會增大， 在大電流場合更加明顯。所以n 不宜取值過小。

　　從減小開關管導通損耗的角度考慮， 變壓器Lm 的值越大，初級電流有效值越小，開關管的導通損耗也越小，故希望Lm 越大越好。但Lr 一定時，Lm 越大則m 越大，增益曲線的斜率變小。為保證所需的Uo 使變換器的工作頻率范圍變寬，會影響Uo 降到一半時的效率。所以，在保證一定的開關頻率范圍的前提下，Lm 越大越好。

　　上述所有參數的設計需要綜合考慮多方面因素，根據設計目標進行合理的取舍，針對具體應用場合找到最佳設計參數。

　　4 實驗結果

　　根據上述理論分析，設計了一臺恒流寬范圍輸出LLC 變換器樣機，并進行了效率優(yōu)化。指標要求為：Uin=400 V，輸出電流Io=0.7 A，Uo=200~100 V.

　　主開關管選用FDP12N50， 次級整流二極管選用SF1005G.Nnor 需按輸出電壓最大值設計：Nnor=Uin /（2Uomax）=1.

　　實際變壓器初次級匝比n《Nnor.采用多套不同實驗參數進行效率優(yōu)化后，得最佳參數： fr=60 kHz，n=0.85，Lm=800 μH，m=3.75，Cr=33 nF，Lr=213 μH，fs=84~150 kHz.變換器在滿載（Uo=200 V）和半載（Uo=100 V）時開關管兩端電壓波形uds、開關管驅動波形ug 和諧振電流iLr 波形如圖4 所示。

　　圖4 開關管ug，uds 及iLr 波形

　　測得樣機的效率曲線如圖5 所示。可見，fs 變化范圍選擇在80~150 kHz，f1 選在60 kHz 較為合理。樣機效率較高，整機效率達到95.5%~97.2%.

　　圖5 半橋LLC 的效率曲線

　　5 結論

　　介紹了恒流寬范圍輸出LLC 諧振變流器的設計方法，指出其與傳統(tǒng)恒壓LLC 設計上的不同考慮，分析了各設計參數的影響。對于寬范圍輸出的LLC，工作區(qū)間應設計在開關頻率高于諧振頻率，直流增益小于1 的區(qū)域。實驗證明，在整個負載變化范圍內效率均高于95.5%.該設計方法較適合于小電流輸出場合，樣機輸出電流為0.7 A.若是大電流輸出，工作在連續(xù)狀態(tài)下的LLC 開關管導通損耗、二極管關斷損耗影響明顯，效率會下降。