VSWR保護(hù)

　　防止出現(xiàn)破壞性的高VSWR保護(hù)放大器的方法有很多種。在輸出功率較高的情況下，高VSWR通常會(huì)造成嚴(yán)重的影響，因此保護(hù)電路的目的是降低輸出功率，使放大器工作于安全模式。這里所提出的VSWR檢測(cè)方法與放大器的架構(gòu)無關(guān)，主要取決于放大器的功率控制機(jī)制。

　　許多其它的放大器使用外部電壓控制功率(如數(shù)字控制功率)。對(duì)于由外部電壓控制的情況，當(dāng)VSWR大于預(yù)定的參考指標(biāo)時(shí)，可以調(diào)節(jié)引腳上的電壓。所提出的保護(hù)方案應(yīng)能靈活的設(shè)置參考值，這在選擇放大器時(shí)更為方便。

　　實(shí)驗(yàn)室中搭建的原型電路

　　這一VSWR保護(hù)機(jī)制用于在嚴(yán)重失配的條件下保護(hù)GSM的功放。定向耦合器和雙通道檢波器用于檢測(cè)反射系數(shù)。當(dāng)VSWR大于安全極限時(shí)，保護(hù)電路觸發(fā)，通過改變其功率控制引腳上的電壓來調(diào)節(jié)放大器的輸出功率。

　　如圖6所示，VSWR檢測(cè)電路由一個(gè)定向耦合器、一個(gè)雙通道對(duì)數(shù)檢波器和一個(gè)箝位電路構(gòu)成。HPA和負(fù)載之間的定向耦合器將入射波和反射波的采樣結(jié)果耦合到耦合端口和反射端口，然后將其饋送到雙通道對(duì)數(shù)檢波器，如ADL5519或AD8302。在900 MHz頻段具有30 dB耦合因子和大于15 dB方向性的定向耦合器使耦合信號(hào)和反射信號(hào)處于檢波器的檢測(cè)范圍內(nèi)。

圖6 VSWR檢測(cè)和保護(hù)電路裝置使用定向耦合器和雙通道對(duì)數(shù)檢波器(如ADL5519或AD8302)

　　定向耦合器反射端口的功率(PD)與VSWR成正比，被饋送到檢波器的一個(gè)輸入通道。而耦合端口的功率(PC)與VSWR無關(guān)，被饋送到另一輸入通道。如式3所示，雙通道對(duì)數(shù)檢波器計(jì)算這兩個(gè)信號(hào)的對(duì)數(shù)減法結(jié)果，獲得差分輸出VDIFF，其與反射系數(shù)成正比，而反射系數(shù)等于反射信號(hào)和耦合信號(hào)的比。

　　上式對(duì)于具有高方向性(>40 dB)的耦合器是成立的。如果方向性較低，則測(cè)得的VDIFF輸出將是VSWR相位的函數(shù)。15 dB的方向性已足夠用于區(qū)別1.5和3.0的VSWR，而不必?fù)?dān)心VSWR的相位。

　　當(dāng)對(duì)數(shù)檢測(cè)器的差分輸出(VDIFF)的增加量等于預(yù)先設(shè)定的電壓(VREF)時(shí)，運(yùn)算放大器的箝位電路觸發(fā)，指示高VSWR條件。一旦檢測(cè)到高VSWR條件，則通過HPA的功率控制電壓端口(VAPC)，降低HPA功率以使其進(jìn)入安全工作模式。在確定VREF時(shí)，應(yīng)考慮功率放大器的POUT vs. VAPC特性。在這個(gè)電路模型里，VREF被設(shè)定在檢測(cè)到VSWR大于1.5時(shí)觸發(fā)箝位電路。

　　如圖7所示，在VSWR>4 ，POUT=34.5 dBm，F(xiàn)req=900 MHz的條件下，被試驗(yàn)的GSM功率放大器徹底損壞。而在相似的工作條件下，采用所提出的電路，在VSWR>15的條件下，GSM功率放大器仍然能正常工作，如圖8所示。

圖7 GSM功率放大器@900MHz在VSWR>4的條件下發(fā)生故障。

圖8 采用所提出的保護(hù)方案，GSM功率放大器@900MHz在VSWR>15的條件下仍然正常工作。

　　結(jié)語

　　VSWR是RF電路設(shè)計(jì)中的一個(gè)重要參數(shù)，特別是在設(shè)計(jì)功率放大器和天線之間的接口時(shí)。雙通道對(duì)數(shù)檢波器是用于精確測(cè)量VSWR的最佳器件。使用定向耦合器和高性能雙通道RF對(duì)數(shù)檢波器實(shí)現(xiàn)了VSWR的檢測(cè)和保護(hù)。原型電路的測(cè)試結(jié)果表明，該電路能夠在嚴(yán)重的失配條件下保護(hù)功率放大器。