由于共源放大器為反相輸出，由M14放大后的VDD波動，明顯影響了經(jīng)過輸出節(jié)點晶體管M3的VDD波動。附加電路法使增益和PSRR值達到了平衡。隨著增益的增加，PSRR值則減小。
給出了兩種電路仿真如圖9和圖10所示，其中第一個工作在高增益下，相應的PSRR較低。M14有電源電壓VDD提供門限電壓，使其有較高的Vgs值，導致其工作在線性區(qū)域。輸入晶體管M0工作在很高R0和跨導Gm的飽和區(qū)。因而M14也被驅動工作在飽和區(qū)，而增加了它的R0和Gm值，盡管它工作在線性區(qū)。結果發(fā)現(xiàn)此電路有很高的整體增益和AVDD值以及很低的PSRR。

在第2個仿真里，輸入晶體管M0工作在飽和區(qū)，卻在線性區(qū)的邊緣。因此，晶體管M14和M10工作在較深的線性區(qū)，減少M14消耗的等效電阻Ra。結果，放大器的增益有所下降，同樣AVDD的值也會下降。最后，電路的PSRR徹底改善了整個放大器的增益，且能夠在第二級放大器中得到改善，并維持較高的PSRR值。
4．3 仿真結果及輸出曲線
通過使用消除電源波動影響的附加電路，改善了PSRR。但由于輸出阻抗上附加電路的影響，整個電路的增益依然有待于改變。從上述結果看，整個電路將獲得一個增益與PSRR的平衡。
然而，這一電路的3 dB頻率點與使用負反饋技術相比較低，盡管附加的MOSFET增加了輸出節(jié)點的負載電容，極點左移而3 dB頻率變低。低增益和高PSRR放大器，能通過級連達到較高的增益。

5 結束語
盡管共源共柵技術同比率改善了電路的增益和PSRR，但它卻隨之帶來較低的輸出擺幅和3 dB頻率點及較高的輸出阻抗，且不適于放大器的級聯(lián)和較高工作頻率等需求的應用中。負反饋技術在改善放大器PSRR的同時又穩(wěn)定了輸出。盡管負反饋技術減少了從電源到輸出節(jié)點的增益，如AVDD，并且增益了PSRR。但增益是按比例減少，B值能夠被合理的調整以達到增益要求。這一技術對工作在高頻中的電路有效。附加電路則是能夠給出最大PSRR值的技術，其結論能夠從3種技術的仿真數(shù)據(jù)輸出表里看出，并能維持較高的增益值。但它也有減小電路3 dB頻率點的不足，因為在輸出端引進了附加電容。因此，如表3中的電路2可以看到，這一電路能夠達到極高的PSRR值，卻是以很低的增益為代價。因此，該電路在設計含級聯(lián)放大器電路的設計中有重要作用，這里增益可通過級聯(lián)解決。附加電路能夠滿足電源波動穩(wěn)定性的需求。